INTEGRATION FILTRE 36 MHZ



INTEGRATION DES FILTRES 36 MHZ
DANS UNE RAMPE FI


L’article précédent décrivait la réalisation de filtres SSB et CW à 36 MHz. Nous allons maintenant intégrer ces filtres dans une rampe FI qui sera complétée par le détecteur de produit, le circuit de CAG, le BFO et l’amplificateur BF.
A cette réalisation, il ne manquera plus que l’oscillateur local qui sera décrit ultérieurement

1. LE SCHEMA :

Il est des plus classique et profite de la fréquence élevée des filtres pour ne comporter qu’un seul changement de fréquence. Cette architecture limite le risque « d’oiseaux » toujours difficiles à maîtriser et souvent présent dans les changements de fréquence multiples. Le synoptique ci-après montre l’architecture générale.



1.1. PLATINE MELANGEUR, AMPLIFICATEUR FI, CAG :
Le schéma du 1er mélangeur et des filtres SSB/CW associés à leurs amplificateurs est présenté ci-après.




- Partant de l’antenne, on trouve l’unique mélangeur SBL1 qui reçoit les signaux en provenance de l'antenne et l’oscillateur local. Un jeu de filtre passe-bas (pour la couverture générale) ou de passe-bande (pour les bandes amateurs) est insérable à ce niveau ; dans ce cas, un système de commutation devra être prévu.
Si on utilise un coupleur d’antenne, ces filtres peuvent être omis à l’exception d’un passe-bas coupant à 30 MHz permettant de renvoyer la fréquence image qui tombe dans la bande FM comme mentionné dans l’article précédents relatif aux filtres.

- Aucun préamplificateur HF n’est prévu pour maintenir un bon niveau de résistance à la transmodulation.

- La sortie du mélangeur attaque directement un amplificateur à large bande afin de présenter à la sortie du filtre une impédance constante.
En effet, les valeurs d’impédance calculées sont à la fréquence de résonance du filtre, en gros, dans sa bande passante ; il n’en est rien en dehors de cette bande ou le filtre présente alors des impédances complexes (et fantaisistes) qui rendent le couplage avec les étages précédents et suivants problématique.
C’est pourquoi, il faut bien se garder de monter un filtre à quartz de ce type (les autres aussi d’ailleurs) sans certaines précautions, c’est à dire avec des circuits d’entrée / sortie quasiment apériodiques et présentant une impédance de 50 ohms.

Nombre de circuits pour ce faire ont été réalisés et j’en ai retenu un pour ma part que j’utilise depuis toujours.
Il met en œuvre un transistor 2N5109 chargé par un transformateur à large bande et fortement contre-réactionné aux niveau de la base suivi d’un atténuateur de 6 dB qui contribue à masquer encore davantage les variations d’impédance du filtre.
Le gain est de l’ordre de 20 dB et le point d’interception se situe à +45 dBm. La rançon à payer est le fort courant nécessaire qui atteint 50 à 80 mA…. Un petit radiateur est nécessaire pour évacuer les calories générées.

– La sortie de l’amplificateur attaque le filtre SSB ou CW à l’aide de deux relais SIL commandé par des 7405.

- Le filtre CW présentant une plus grande atténuation, un amplificateur de même type que le précédent mais réglé avec un courant moins élevé compense cette atténuation.

– Un second jeu de relais, identique au précédent, aiguille la voie SSB ou CW vers un premier amplificateur FI bâti autour d’un MC1350. Ce circuit qui date déjà de plus de 20 ans est encore très répandu. Il requiert peu de composants externes, présente un gain d’une quarantaine de dB et surtout possède une commande de CAG très efficace. Le facteur de bruit est de 5dBà gain max.
Le circuit d’entrée ramène l’impédance de 50 à 2000 ohms. La sortie quant à elle est apériodique et est chargée par une self de choc de 100µH. Une résistance en parallèle sur cette dernière limite la tentation à l’oscillation souvent rencontrée avec ce circuit.

– Un second étage à MC1350 chargé par une self à point milieu assure l’amplification et l’adaptation d’impédance nécessaire pour attaquer le second filtre à quartz.
Cette architecture de deux filtres séparés permet de s’affranchir de la réalisation d’un filtre à 10 pôles (réalisable cependant), mais surtout réduit le bruit généré par les trois étages précédents.

– Le second filtre possédera nécessairement une bande passante égale ou supérieure à celle du filtre amont le plus large.
La sortie du filtre est chargée par un FET monté en gate commune et offre ainsi un gain supplémentaire et l’impédance requise pour le filtre via un transformateur à large bande.
Sa sortie est chargée par un transformateur d’impédance accordé et à deux secondaires.
Un des deux secondaires est la sortie du signal 36 MHz destiné au détecteur de produit, l’autre est routé vers le circuit de CAG.

- Le CAG présente certaines particularités qu’il est bon d’expliciter.
Une des difficultés à la réalisation d’un circuit de CAG est due au BFO qui a quelquefois fâcheuse tendance à se réinjecter dans les amplificateurs du CAG et ainsi de désensibiliser inutilement le récepteur. Ce phénomène est rarement prédictible et dépend largement de l’emplacement des composants sur le circuit, des couplages, des circuits de masse…Toute matière souvent irrationnelle pour un constructeur amateur… !
Le contournement de cette difficulté est réalisée par une chaîne CAG de fréquence différente et très inférieure de celle de la fréquence FI et donc du BFO.
Pour ce faire, un NE602 alimenté sous 8V (max) dont la partie oscillateur est montée avec un quartz 33.866 MHz (récupéré sur une vielle carte son de PC), assure le mélange avec la FI pour fournir un signal à 2.23 MHz.
Le mélange issu du NE602 se situe à +15 dB du signal d’entrée et est représentatif du signal d’entrée attaquant le 1er mixer ; il est amplifié par un étage construit autour d’un 2N3904 équipé d’un circuit à large bande permettant l’adaptation basse impédance vers l’étage suivant.

La détection est assurée par une simple diode 1N4148 suivie d’un circuit RC de filtrage (2.2 Mohms/ 0,47 µF) assurant la constante de temps souhaitée.
La tension continue attaque un effet de champ BF245 dont la forte impédance d’entrée assure une charge quasi nulle au réseau RC précédent.
La sortie sur la source commande l’ampli TL082 par l’entrée non inverseuse. L’autre entrée est polarisée par un potentiomètre monté entre le +12V et la masse et permet de fixer la tension de sortie de l’amplificateur et par la même le seuil d’action du CAG.


La tension requise est directement liée aux caractéristiques des MC1350 qui requiert
5V sur son entrée pin 5 pour un gain maximum. En réalité, cette tension est variable en fonction des résistances en série avec cette entrée puisque seul le courant importe. Pour 5V, des résistances de 5 kohms seront nécessaires.

En augmentant le courant (la tension), le gain du MC1350 chute de façon proche du logarithme, permettant une graduation linéaire d’un S-mètre. L’atténuation typique est de l’ordre de 80 dB par étage.

– La seconde moitié du TL082 est dédiée au S-mètre. Deux diodes supplémentaires sont nécessaires pour la commande manuelle du gain.

1.2. PLATINE DETECTEUR DE PRODUIT, BFO ET AUDIO



Une seconde platine dont le schéma est présenté ci-dessus contenant le détecteur de produit, l’oscillateur BFO et sa commande USB/LSB/CW et les étages audio (ainsi que l’oscillateur local) est utilisée car il était difficile de tout loger sur la précédente, mais surtout, pour isoler l’amplificateur FI du rayonnement de l’oscillateur BFO pour les raisons évoquées précédemment.

1.2.1. DETECTEUR DE PRODUIT

Plusieurs voies s’offrent à nous : le détecteur passif à diode ou le détecteur actif. La mise en œuvre d’un détecteur à diode (type SBL1) est des plus simple et la qualité du signal audio excellente. Le premier inconvénient de ce choix est le niveau d’injection du BFO qui doit être de +7dBm et requiert donc une amplification supplémentaire pouvant parfois causer une désensibilisation du récepteur par réinjection dans la chaîne FI.
Par ailleurs, le gain de conversion est négatif (-6 à –8 dB) et ce type de détecteur de produit nécessite une amplification BF plus importante.
Le choix s’est donc porté sur un détecteur actif courant : le NE602 qui intègre le détecteur (mélangeur) et l’oscillateur. De plus, il apporte un gain de conversion d’environ 15 à 18 dB et permet de s’affranchir de la préamplification évoquée précédemment.
On notera sur le schéma que la liaison entre TR4 et J2 n’est pas tracée : ceci est volontaire pour empêcher le routeur de dessiner cette piste sur le circuit imprimé. Un câble coaxial assure cette connexion.

1.2.1.1. PARTIE OSCILLATEUR :

C’est la plus délicate car elle doit permettre de couvrir les trois modes LSB, USB et CW.
Plusieurs tentatives d’utiliser l’oscillateur intégré du NE602, allié à une commutation permettant d’obtenir les trois fréquences se sont avérées particulièrement infructueuses et seule la construction de trois oscillateurs indépendants a permis de résoudre cette difficulté.
Les trois oscillateurs (USB, LSB et CW) sont rigoureusement identiques et utilisent chacun un quartz accordé par deux circuits LC série et parallèle. Cette combinaison s’est avérée la plus souple pour obtenir les trois fréquences désirées.
La commutation s’effectue par l’alimentation et une diode 1N4148 sur les sorties câblées en parallèle.

1.2.1.2. PARTIE MELANGEUR :
Ce n’est qu’une formalité d’appliquer la sortie de la rampe FI à l’entrée du NE602. L’adaptation d’impédance réalisée initialement s’est avérée inutile dans la pratique et permet de simplifier le circuit.
La sortie audio disponible sur la broche 5 est directement filtrée par une cellule en PI afin d’éliminer les nombreux résidus de mélanges indésirables et inutiles.

1.2.2. AMPLIFICATEUR AUDIO

Un préamplificateur audio équipé d’un BC337 assure le niveau nécessaire pour attaquer l’ampli de puissance, un TDA 2003 qui offre un niveau confortable d’écoute en haut parleur.
Un signal à 36 MHz de niveau –80dBm appliqué à l’entrée du détecteur de produit est parfaitement audible dans le haut-parleur.

1.2.3. L’OSCILLATEUR LOCAL

Il est décrit séparémentici

2. REALISATION :

2.1. INTEGRATION :

L’ensemble du montage (hors ce qui a été dit précédemment) tient sur un circuit imprimé 160x100 mm et est logé dans un boîtier en tôle étamée de mêmes dimensions (format Europe) et de 30 mm de hauteur, équipé d’un couvercle et d’un fond amovibles.
Le circuit imprimé est soudé directement sur les parois verticales du boîtier, garantissant rigidité et blindage.


2.2. ENTREES / SORTIES /
Les entrées sorties peu nombreuses sont les suivantes :

- Entrée RF : Prise coaxiale Subclic ou BNC fixée sur boîtier
- Sortie FI 36 MHz : idem

Attention : la connexion de J3 au transformateur TR4 est réalisée à l’aide d’un morceau de coaxial placé coté cuivre sans composant du circuit imprimé.

- Alimentations, commandes : connecteur H10 sur carte. Prévoir une découpe pour le passage du connecteur femelle.

- +12V, RF GAIN, S-Mètre, Commutation SSB/CW, AGC, LED mode LSB/CW
2.3. PRECAUTIONS DE REALISATION :
Elles sont peu nombreuses :

2.3.1 QUARTZ

Un contrainte de réalisation consiste à relier les quartz entre eux puis à la masse. On utilisera un morceau de tresse à dessouder que l’on placera sur le sommet de chaque filtre. Cette tresse sera suffisamment longue pour couvrir l’ensemble des quartz du filtre et redescendre vers la platine.
Je n’ai pas rencontré de danger et de difficultés particulières à réaliser cette opération. Pire, les quartz ont été soudés et dessouder plusieurs fois sans altération « visible » de leurs caractéristiques.
La photo ci-contre montre la disposition des quartz.



2.3.2. TORES :

- Diamètre du fil :

Il est sans conséquence. La règle que j’applique est d’utiliser le fil le plus gros (6/10ème) pour assurer une bonne rigidité à l’ensemble une fois soudé sur le circuit imprimé.
Ce n’est pas toujours compatible avec le nombre de tours et compter une quinzaine de spires sur un tore T37.
Pour les nombres de spires plus important, utiliser du fil plus fin (2/10ème) au détriment de la rigidité.
Eviter de coller les tores sur le circuit car il n’est pas certain que l’adhésif utilisé possède de bonnes propriétés diélectriques.

– Bobinage bifilaire (transformateur des 2N5109) :

Utiliser la technique dite « deux fils en main ». Rien de sorcier, il suffit de plier la longueur de fil en deux et de bobiner simultanément les deux fils. Une dizaine de tours est nécessaire (pas de criticité).
A l’issue de cette opération, relier l’extrémité d’un des deux enroulement avec la fin de l’autre : ce sera le point commun sur lequelle le signal de sortie sera prélevé. Les deux fils restants sont connectés respectivement au collecteur du 2N5109 et à l’alimentation +12V.

– Transformateurs des filtres à quartz :

Il s’agit de transformateurs comportant un primaire et un secondaire( !) (15/5 spires).
L’enroulement primaire sera réparti sur les ¾ du tore afin de dégager une zone pour la sortie des deux fils.
Le secondaire pose toujours des interrogations quand à sa position par rapport au primaire : doit-on le bobiner côté froid du primaire ou plutôt le répartir sur l’ensemble du primaire ?
C’est….suivant votre inspiration ! car la différence entre les deux méthodes est sans incidence sur le résultat. S’agissant d’un bobinage sur mandrin ou à air, il en aurait été tout autrement. Pour un tore dans lequel le champ magnétique est semblable dans tout le noyau, il n’y a pas de contrainte particulière.
Seul l’aspect mécanique (sortie des fils, rigidité) pourra faire basculer le choix vers une des deux solutions.


2.4. MESURES:
Les courbes de réponse des deux jeux de filtres ont été relevées une fois complètement intégrées. Après étalonnage, les mesures d'atténuation ont été réalisées à l'aide du S-Mètre.
Les courbes des deux filtres sont présentées ci-dessous:













3. CONCLUSION :
Arrivé à ce stade, on dispose de la majorité des sous-ensembles d’un récepteur. Il ne manque plus que l’oscillateur local qui devra couvrir de 36 à 66 MHz et éventuellement un jeu de filtres passe-bas ou passe-bande en entrée.
La platine oscillateur local sera décrite ultérieurement, elle inclut les circuits détecteur de produit, BFO et amplificateur audio décrits ici.

BIBLIOGRAPHIE :
ARRL Handbook 1998
Communication Receivers :Ulrich L.RHODE, J.WHITAKER & T.T.N. BUCHER
Solid State Design for the Radio Amateur :Wes HAYWARD & Doug De Maw
W1FB's QRP Notebook
W1FB's Design Notebook
ARRL QRP POWER
ARRL Data Book.

COMPOSANTS :

Tores : CHOLET Composants
Quartz : SELECTRONIC, CONRAD
U310 : SELECTRONIC
Boîtier Europe : CHOLET Composants




































 
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