DIRECT DIGITAL SYNTHESIZERS (DDS)

SYNTHETISEURS DIGITAUX A SYNTHESE DIRECTE

F6EHJ

L’apparition des DDS est en train de révolutionner le monde des télécommunications et ouvre aux amateurs des perspectives jusqu’alors inaccessibles.

L’objet de cet article est d’approcher (d’apprivoiser) progressivement les DDS par leur mise en oeuvre dans des applications amateurs qui ne sont pas des professionnels de l’électronique ou de l’informatique, mais qui ont d’abord l’envie d’apprendre et qui disposent de quelques bases, je pense notamment aux radioamateurs…

La théorie du fonctionnement ne sera abordée que lorsqu’elle se révèlera indispensable à la mise en oeuvre.

C’est donc sous l’aspect pratique que cette article aborde le sujet; il fournit les bases nécessaires à la réalisation d’un générateur HF ou encore celle d’un VFO de récepteur.

Puis, seront exposés les avantages et inconvénients (vécus) des DDS ainsi que les solutions palliatives envisagées.
Pour terminer, la réalisation pratique d’un générateur BF/HF pouvant être utiliser en VFO ou même émetteur CW QRP sera décrite en détail avec les schémas et plans des circuits imprimés.

1. Qu’est ce qu’un DDS:

Pour faire simple, je dirai que c’est une “ petite boîte noire” qui permet de générer un signal sinusoïdal à fréquence variable avec une très grande stabilité alliée à une très grande résolution, c’est à dire avec des incréments de fréquence très faibles.

Le terme sinusoïdal est cependant inexact car le signal de sortie est issu d’un convertisseur digital/ analogique 10 bits. Aussi, la forme du signal est une succession de paliers formant une sinusoïde. L’observation à l’oscilloscope ne permet pas de discerner ces paliers, mais ils existent et nous y reviendrons.

La définition du DDS pourrait être en quelque sorte celle d’un VFO Geloso, encore utilisé de nos jours ou encore d’un oscillateur type Colpitts ou Hartley avec la stabilité en moins...

Plus près de nous, le PLL avec ses parfois capricieuses boucles de verrouillage de phase

Voyons chacune des caractéristiques énoncées.

1.1. La stabilité:

Le DDS requiert une horloge de référence pour élaborer son signal de sortie. La stabilité du signal généré par le DDS reposera entièrement sur ce signal d’horloge. Ce signal sera fourni par un oscillateur à quartz.

Si l’on prend comme exemple un signal de référence de 125 MHz et un signal de sortie du DDS de 12.5 MHz, une dérive de 10 Hz de l’horloge affectera le signal utile de 1Hz… !

1.2. Fréquence du signal:

La fréquence de l’oscillateur à quartz qui pilote le DSS est dépendante de deux paramètres:

- la fréquence maximale admissible par le DDS lui-même

- la fréquence maximale du signal souhaité.

Bien que la fréquence théorique utile (Nyquist) soit égale à la moitié de la fréquence de l’horloge on prendra comme règle de base : fréquence de l’oscillateur égale ou supérieure à 3 fois la fréquence maximale de sortie désirée.

Cette règle simple permet alors de choisir a priori le DDS qui convient.

Quelques exemples:

- Soit à remplacer le VFO d’un transceiver dont la stabilité et la précision de fréquence sont jugés insuffisantes.

Le VFO fournit un signal entre 5 et 5.5 MHz.

La fréquence haute est donc 5.5 MHz, un oscillateur de 16.5 MHz est le minimum autorisé, un DDS acceptant un signal d’horloge à 15/20 MHz sera retenu en configuration minimale.

- Soit un transceiver couvrant les bandes amateur (1.8/29.7 MHz) possédant un seul changement de fréquence avec une Fl à 9MHz.

Dans ce cas, le VFO doit couvrir la plage de 10.8 à 38.7 MHz. C’est déjà beaucoup plus difficile pour un VFO classique.

Dans ce cas, la fréquence de l’oscillateur du DDS devra être au minimum de 38.7x3 soit 106.1 MHz, ce qui nécessite un DDS acceptant 100 MHz. Ce dernier exemple peut également être appliqué pour un récepteur à conversion directe requérant un VFO de 0 à 29.7 MHz; la fréquence de l’horloge se retrouve alors à 90 MHz.

Cependant, comme règle générale, plus la fréquence utile sera éloignée de la fréquence maximale du DDS, meilleure sera la qualité du signal.

Les DDS récents admettent des signaux d’horloge à 125 , 180 voire 300 MHz, ce qui permet d’obtenir des signaux utiles jusqu’à 100 MHz.
Malheureusement, leur disponibilité en petite quantité et leur prix ne permettent pas toujours à l’amateur de se lancer dans des montages requerrant leur utilisation.
Afin de pouvoir appliquer ce qui sera exposé, le DDS AD9850, disponible chez les revendeurs sera le seul utilisé.

1.3. Résolution:

La résolution est l’incrémentation minimal de la fréquence du signal de sortie.

Elle dépend directement de la fréquence de l’horloge et du DDS lui-même.

Pour une fréquence d’horloge de 125 MHz, la résolution disponible est égale à.. 0.0291 Hz I

1.4. Conclusion:

Obtenir un signal de fréquence variable entre 0 et 40 MHz, par pas de 0.0291 Hz minimum possédant la stabilité d’un quartz.. On est bien proche de l’oscillateur idéal.

Cet oscillateur est maintenant à notre portée. Profitons en!

2. Mise en oeuvre:

Il ne faut pas s’attendre à trouver des selfs et des condensateurs variables avec le DDS: le DDS est un composant qui requiert très peu d’éléments externe : dans le montage proposé, seuls 3 résistances et 4 condensateur de découplage seront nécessaires pour le DDS.

Par contre, il ne se commande pas très simplement, il faut en fait lui parler afin de lui ordonner ce qu’il faut faire.

2.1. Le boîtier:

Il s’agit, vous l’aurez tous deviné, d’un circuit intégré a nombre de pattes variable, pour ceux que je connais, entre 16 et 44.

Comme indiqué précédemment, nous nous bornerons à retenir un seul modèle fabriqués par Analog Device: l’ AD 9850.
Une parenthèse cependant : l’AD9835 est un modèle plus rustique admettant une fréquence d’horloge de 50 MHz ; l’AD9851 est au contraire plus performant (180 MHz) mais ces deux composants restent quasiment introuvables.

L’AD9850 possède 28 pattes. Autant dire de suite qu’une des difficultés est la taille de la bête car ce sont des boîtiers SSOP ou “ultra small SSOP”. Ca promet et ce n’est rien de le dire...!

La taille hors tout est de l’ordre de 10mm X 7mm, la distance entre patte de 1mm !

2.2. L’ AD 9850:

C’est le premier DDS que j’ai utilisé et sa mise en œuvre est à la portée de l’amateur moyen comme l’auteur.

Ce DDS admet une horloge à 125 MHz ce qui décline un signal de sortie de fréquence maximale autour de 40 MHz.

Après essai, il est possible d’aller au-delà et il monte à 170 MHz; par contre la consommation augmente rapidement et la température également.. Je n’ai pas insisté outre mesure.

Le pas minimal d’incrémentation est de 0.03 Hz avec l’horloge à 125 MHz, la tension de sortie de 1.2V efficaces sur 50 ohms entre 0.03 Hz et 40MHz....

2.2.1. Les différentes PIN:

Elles sont au nombre de 28, mais beaucoup d’entre elles ne sont pas utilisées ou reliées à la masse ou à l’alimentation, il en résulte que seules les pins suivantes méritent une description:

PIN 7:W_CLCK

C’est la broche qui reçoit l’horloge de travail. Cet horloge va cadencer le chargement du message ^« fréquence » du DDS

PIN8:FQ_UD

Cette broche valide la fin du message de programmation et indique au DDS qu’il peut prendre en compte ce qui vient d’être chargé.

PIN 9:CLK_ IN

C’est l’entrée de l’oscillateur de référence à quartz évoquée ci-avant.

PIN 25: SERIAL DATA IN

Cette entrée reçoit le message de programmation fréquence.

PIN 21: out

C’est la sortie analogique du DDS (la plus intéressante...!)

PIN 22: out B

C’est la même que ci-dessus, déphasée de 180°

PIN 11 et 18 : Avdd

Il s’agit de l’alimentation 5V de la partie analogique

PIN 6 et 23 : DVdd

Il s’agit de l’alimentation +5V de la partie digitale.

Les autres pins sont soient à la masse, soient inutilisées et restent en l’air.

Pour mémoire  les pins 2, 3 et 4 qui sont trois des entrées parallèles servent à configurer le DDS en mode série.

Remarques sur les alimentations :

Comme décrit ci-dessus, le 9850 requiert deux alimentations +5V : une pour sa partie digitale et une pour sa partie analogique. Ceci complique le dessin du circuit imprimé et nécessite un filtrage séparé des deux sources 5V.
Il est possible de s’en affranchir en ignorant cette particularité et en alimentant les 4 pins par le +5V.
La contre partie de cette simplification est l’accroissement de signaux parasites en sortie du DDS.
En fonction des besoins en pureté spectrale, on optera pour l’une des deux solutions.
Dans tous les cas, le découplage des 4 pins d’alimentation (6, 11, 18, 23) sera soigneusement réalisé au ras de chaque pin. Des condensateurs chip de 10 à 100 nF seront de préférence employés.

Pour conclure sur cette énumération, on s’aperçoit que tout compte fait, elle n’est pas très longue et qu’il n’y a pas lieu de s’affoler…

2.2.2. PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT:

Il est indispensable de comprendre ce qu’il est nécessaire de faire avant de démarrer.
Trois étapes sont nécessaires :

1. Elaboration de la fréquence désirée:

La génération de fréquence repose sur le chargement d’un registre à 32 bits situé dans le DDS.
Ce mot de 32 bits (4 octets) est entièrement représentatif de la fréquence du signal de sortie.
Il est donc nécessaire de le définir, de le générer et de le charger dans le DDS. Ces 3 opérations sont les seules (ou presque) à réaliser.

2. Définition du message fréquence 32 bits:

Il est défini par la formule suivante:

F out= Fxtal X N/2exp 32 (Fxtal = fréquence de l’oscillateur horloge)

On en déduit simplement N :

N= Fout x 2exp 32 / Fxtal

Exemple: Soit à générer un signal de sortie de 5.250 023 MHz avec un DDS muni d’un oscillateur d’horloge à 100 MHz

N= 5250023 Hz x 4294967296/100 000 000 = 225 488 771

Cette valeur est à convertir en hexadécimal, soit 0D 70 A7 B3. On complète avec des zéros si nécessaire afin d’obtenir les 32 bits requis. C’est tout.

Voir le tableau Excel en exemple

3. Génération du message de 32 bits:

Ce message de 4 octets va devoir prendre une consistance logique car pour l’instant, il n’est que le résultat d’un calcul arithmétique.
A ce stade, il est nécessaire de comprendre comment il va falloir s’adresser au DDS pour lui faire connaître ce message (notre objectif).
Pour entrer le message dans le DDS, deux solutions s’offrent à nous:

Le mode parallèle:

Le DDS possède 8 entrées (8 fils correspondant chacun à un bit d’un octet). Comme le mot “fréquence” comporte 4 octets (32 bits), le DDS accepte que l’envoi se fasse en 4 fois, c’est à dire un octet après l’autre.
Par contre, il demande que ce soit l’octet de poids faible qui soit présenté en premier. Si l’on reprend l’exemple calculé précédemment, les différentes octets à charger vont se présenter ainsi:

Mot de 32 bits: 0D 70 A7 B3

Hex Binaire
1^er octet: B3 1011 0011
2^ème octet: A7 1010 0111
3^ème octet: 70 0111 0000
4^ème octet 0D 0000 1101


Ceci est juste pour mémoire car ce n’est pas ce mode que nous utiliserons car il requiert un bus complet de 8 bits, denrée particulièrement rare dans les microcontrôleurs récents bon marché.

Le mode série

Cette fois, c’est le bon...’
L’entrée se fait sur un seul fil et c’est suffisant puisque les 32bits vont se succéder à la queue-leu-leu. C’est le rôle de l’entrée SERIAL_DATA_ IN pin 25.

Le DDS demande également à ce que le premier bit soit de poids le plus faible.

Si l’on reprend le résultat trouvé précédemment, le message est le suivant en partant de la gauche:

11001101 00010101 00001110 1011000

Noter l’ordre des bits, poids faible de l’octet de poids faible en premier.

Par contre, l’envoi des bits ne doit pas se faire n’importe comment : il est nécessaire de les synchroniser avec une horloge. Ce signal sera appliqué sur l’entrée W_CLK pin 7.

Non seulement l’envoi des bits doit être synchronisé avec l’horloge de travail, mais encore faut il prévenir le DDS quand le chargement commence et à quel moment il peut prendre en compte celui-ci.

Il faut en effet que la totalité des 32 bits ait eu le temps d’arriver dans le registre fréquence...

C’est le rôle de l’entrée FQ_UD qui recevra un signal en début et en fin de chargement.

A l’issue de ce processus qui va demander quelques microsecondes, la fréquence correspondante sera disponible en sortie. C’est tout… !

3. INTERFACAGE DU DDS

Toutes les opérations énumérées ci-dessus vont devoir être réalisées de très nombreuses fois : par exemple à chaque mouvement du « bouton fréquence » d’un VFO, donc elles doivent être automatisées et effectuées dans un temps minimal.

Les 32 bits, le signal d’horloge de travail et le signal de validation vont devoir être générés et l’opération sera terminée pour la fréquence définie.

Le recours à la logique câblée TTL/MOS pourrait être une des solutions mais le nombre de fréquences différentes serait vite limité. Aujourd’hui la technologie nous offre des opportunités beaucoup plus performantes permettant une très grande souplesse de fonctionnement.

Je veux parler ici des microcontrôleurs. Le mot est lâché et il va falloir faire avec ces nouveaux composants qui deviennent rapidement indispensables!

3.1. LE MICROCONTROLEUR:

Je ne parlerai ici que de la famille des PIC de Microchip qui sont les seuls µcontrôleurs que j’ai expérimentés.

Pour faire simple, nous prendrons le plus simple - mais pas le moins performant de la famille- je veux citer le PIC 16F84.

L’intérêt de ce composant est d’abord son coût (7€ environ) et sa capacité à posséder une mémoire flash c’est à dire programmable et effaçable à volonté de 1 Koctet environ (1024 mots de 14 bits en réalité).

Le PIC possède 13 entrée/ sorties réparties en 5 fils pour le port A (RA0 à RA4) et 8 fils pour le port B (RB0 à RB7).

Je passe sous silence les fonctions complémentaires (timer, interruption...) dans l’immédiat.

Cette pléthore d’entrées /sorties va être largement suffisante pour commander le DDS qui ne requiert que 3 fils.

Par contre, si l’envie nous prenait de disposer d’un affichage digital de la fréquence de sortie, les autres E/S nous serait d’un grand secours.

Si par ailleurs, il était nécessaire de changer la fréquence du DDS (pour recevoir des stations différentes par exemple dans le cas d’un VFO), encore une fois les E/S seraient les bienvenues pour gérer un codeur mécanique ou optique par exemple.

J’arrête la l’énumération car je suis persuadé que ça vous donne des idées...!

D’autre part, le PIC lui aussi requiert un signal d’horloge qui peut être fourni par un quartz ou un simple réseau RC. Une alimentation +5V permet d’alimenter le PIC (quelques mA).

Dans l’immédiat on en reste au DDS dans sa mise en oeuvre la plus simple.

3.2. INTERFACAGE MATERIEL DDS/ µcontrôIeur:

Il faut donc relier le DDS avec le PIC.

Comme évoquée à l’instant, cette liaison est des plus simple puisque 3 fils de commande sont seulement nécessaires pour piloter le DDS:

SERIAL_DATA vers RA0
W_CLK vers RA1
FQ_UD vers RA2

Le choix des trois ports RA0 à RA2 est complètement arbitraire, on décide ce que l’on veut parmi les ports disponibles.

La platine d’essai se présente alors sous cette forme:

On remarquera quelques points particuliers :

- Les alimentations :

A partir d’une source 15 à 18V (petit bloc secteur), deux régulateurs fournissent le +12 et le +5V.
L’alimentation +12V est uniquement destinée à l’amplificateur de sortie.
L’alimentation +5V est séparée en deux pour fournir le +5V aux parties analogique (+5A) et digitale (+5D). On notera les condensateurs C4 à C7 qui seront placés près des fils d’alimentation du 9850.

- Les liaisons PIC/DDS :

Pour ne pas charger le schéma, les fils entre le PIC et le DDS ne sont pas figurés. Il suffit de repérer les entrées sorties de l’un et de l’autre pour « visualiser » les connexions.

Autant dire que ce schéma n’autorise aucune commande externe pour faire varier la fréquence ni son affichage. Il pourra être cependant utilisé pour réaliser un oscillateur à fréquence fixe dont la valeur pourra cependant être changée ou ajustée selon le besoin.

3.2. LOGICIEL:

Evidemment, il faut en passer par là. Ce n’est pas bien compliqué, puisque j’y suis arrivé sans vraiment être un spécialiste, ni tombé dedans tout petit.
L’éditeur utilisé est MPLAB, l’assembleur est MPASM disponible tous deux en libre service sur le site Microchip. Attention les fichiers ont une taille respectable…

Que faut-il faire? Résumons les différentes étapes:

3.2.1. générer les 32 bits, soit 4 octets.

Il n’y a pas plus simple. Il suffit de charger le contenu des 4 octets (hexa) dans 4 emplacements mémoire que l’on aura définis préalablement. Nous les appellerons ACCO, ACC1, ACC2 et ACC3. On en prendra un cinquième ACC4 qui sera toujours à zéro pour faire plaisir au DDS afin de ne pas le désorienter...! (en réalité ce 5^ème octet permet de commander la phase du signal de sortie, sans intérêt pour notre application).

Pour l’exemple, la valeur retenue sera chargé dans ces variables dès l’initialisation du PIC par la fonction “define”:

define ACCO h’B3’
define ACC1 h’A7’
define ACC2 h’70’
define ACC3 h’0D’
define ACC4 0

Voilà, c’est fait une fois pour toute ; pour changer de fréquence, il faudra modifier ces valeurs, manuellement pour l’instant.

3.2.2. créer l’horloge de travail:

Il n’y a pas plus simple. ..Nous avons décidé que l’entrée W_CLK du DDS serait attaquée par RA1

Il suffit de mettre alternativement ce bit à 1 puis à 0 pour créer un magnifique signal carré en sortie de RA1.

Deux instructions pour cela sont nécessaires:

BSF RA1 (Bit Set variable) met le bit de RA1 à 1

BCF RA1(Bit Clear variable) met le bit de RA1 à 0

Pour recommencer, il suffit de se repositionner à la première instruction.

3.2.3. créer le signal de validation:

C’est identique à ci-dessus. Nous avons choisi RA2 pour attaquer l’entrée FQ_UD du DDS. Les deux instructions utilisées précédemment vont remplir le même rôle.

BSF RA2

BCF RA2

3.2.4. envoi des 32 bits:

comme nous l’avons vu tout à l’heure, le microcontrôleur ne peut traiter que des octets, ses registres étant limités à 8 bits. C’est la raison pour laquelle nous avons découpé le mot de 32 bits à destination du DDS en 4 octets (ACC0. . .ACC3). Il sera donc nécessaire de charger séquentiellement ces 4 octets en commençant par le bit le moins significatif (LSB) de l’octet de poids le plus faible.

En interne du microcontrôleur, les bits sont dans les registres mémoire ACC0..ACC3 de 8 bits, il sera donc nécessaire des les sortir un par un, puis de les envoyer l’un après l’autre vers le DDS.

L’ opération de chargement doit se faire en synchronisme avec l’horloge de travail et le signal de validation.

Ceci ne complique pas vraiment la procédure mais nécessite de séquencer les différents évènements et particulièrement l’horloge et les données.

Le DDS prend en compte la donnée (1 bit du message) sur un front montant de l’horloge de travail.

La procédure globale est la suivante:

- lire l’octet de poids faible ACC0

- décaler l’ensemble des bits vers la droite

cette opération permet de récupérer le bit ‘sortie de l’octet’ dans un bit d’un registre spécifique du µcontrôleur: la carry (ou retenue). Cette carry contiendra donc alors le bit à envoyer au DDS dont la valeur sera...binaire, 1 ou 0.

- faire monter l’horloge de travail à 1

- mettre l’horloge de travail à 0

Voilà pour le premier bit. Il faut refaire l’opération 32 fois, sachant que tous les 8 bits, il faudra changer d’octet (ACCO puis ACC1 .. ..ACC3).

Voyons en détail le sous programme ci-dessous:

LDBYTE		C’est le nom (étiquette) du sous-programme qui permettra de l’appeler
	MOVLW 8	Pour charger un octet bit par bit, il faut faire l’opération 8 fois. On se servira d’un compteur de bit initialisé à la valeur 8. Cette instruction charge le registre W du PIC avec la valeur 8.
	MOVWF COUNT	Le registre W étant utilisé en permanence pour les besoins internes du µ, on se dépêchera de transférer le contenu de W dans un registre temporaire mémoire : COUNT
	BCF W_CLK	Instruction décrite précédemment, l’horloge de travail est mise à O
BIT	BCF DATA	La sortie DATA (entrée SERIAL du DDS) est mise à zéro
	RRF TEMP,1	L’octet contenu dans TEMP est décalé d’un rang vers la droite et tombe dans la CARRY
	BTFSC CARRY_BIT	Voyons le contenu de la CARRY (1 ou 0). Si 1 on passe à l’instruction suivante (BSF DATA), sinon on la saute pour aller directement à BSF W CLK
	BSF DATA	Si 1 on met le data à 1 sinon on ne fait rien data=0 puisqu’il est déjà à 0
	BSF W_CLK	On fait monter à 1 le signal de l’horloge de travail.
	BCF W_CLK	On le fait redescendre pour terminer le c cie
	DECFSZ COUNT,1	Le 1er bit a été envoyé, on décrémente le compteur de bit
	GOTO BIT	Et on retourne charger le bit suivant à l’étiquette BIT pour l’instruction BCF _DATA
	RETURN	Tant que le compteur de bit n’est pas à 0, on continue à charger les bits les uns après les autres. Les 8 bits chargés, on passe à l’octet suivant.

Afin d’économiser les variables (la place mémoire), les 4 octets seront tour à tour transférés dans une variable temporaire TEMP qui sera utilisée par le programme précédent LDBYTE. C’est le but du sous-programme suivant :

LD9850
	MOVF ACCO,W MOVWF TEMP CALL LDBYTE	transfert ACCO dans le registre W transfert W dans TEMP appelle le S/P de chargement d’un octet
	MOVF ACC1 ,W MOVWF TEMP CALL LDBYTE	transfert ACC1 dans le registre W transfert W dans TEMP appelle le S/P de chargement d’un octet
	MOVF ACC2 ,W MOVWF TEMP CALL LDBYTE	transfert ACC2 dans le registre W transfert W dans TEMP appelle le S/P de chargement d’un octet
	MOVF ACC3 ,W MOVWF TEMP CALL LDBYTE	transfert ACC3 dans le registre W transfert W dans TEMP appelle le S/P de chargement d’un octet
	MOVF ACC4 ,W MOVWF TEMP CALL LDBYTE	transfert ACC4 dans le registre W transfert W dans TEMP appelle le S/P de chargement d’un octet
	BSF FQ_UD
	BCF FQ_UD
	RETURN

Une fois les 4 octets(S) sérialisés bit par bit (32/40), il ne reste plus qu’à signaler au DDS que l’opération est terminée en faisant monté le signal FQ_UD à 1. On n’oublie pas de le remettre à 0 pour être prêt la fois suivante.
..

BSF F0_UD set Iatch pulse

BCF FQ_UD reset latch pulse

Il ne reste plus qu’à introduire ce programme dans le PIC (le programmer) et dès le reset, le programme s’exécutera en quelques microsecondes.

Le DDS doit alors générer la fréquence de 5, 250 023 MHz.

Bon, ce n’est pas extrêmement simple mais ce n’est pas bien compliqué. Ce module est le coeur du chargement du DDS et si ce n’est pas le seul moyen d’y arriver, cette solution est très souple.

Evidemment, ce programme atteint rapidement ses limites car la fréquence générée ne peut être changée que par altération manuelle des 4 variables ACCO à ACC3. Ce serait bien de pouvoir la faire varier facilement par une commande accessible, un bouton par exemple...

Par ailleurs, il serait agréable de connaître la fréquence de sortie car même si on se souvient du contenu des 4 octets, à moins de parler hexadécimal couramment et de faire les conversions octets / fréquence instantanément, il sera difficile de la mémoriser.

4. L’AFFICHAGE DE LA FREQUENCE:

C’est une nouvelle étape, pas plus complexe.

Pour rester dans des coûts abordables tout en bénéficiant d’un affichage correct, mon choix s’est porté sur un afficheur à cristaux liquide (LCD) de 2 lignes de 16 caractères chacune.

Il en existe de nombreux modèles et celui que j’utilise couramment est produit par

HITACHI.

Il possède son gestionnaire d’entrées/ sorties et le générateur de caractères est intégré et programmable (je l’ai utilisé tel quel).

Interfaçage:

L’afficheur qui comporte 16 broches nécessite 11 fils pour sa commande:

- un bus de donnée de 8 fils (1 octet)

- un fil RS (selecteur de registre)

- un fil E (enable)

- un fil R/W qui ne sera pas utilisé

Les 5 autres fils sont utilisés pour l’alimentation, le contraste et la masse. Certains modèle un peu plus coûteux possèdent un rétro-éclairage bien pratique en lumière ambiante insuffisante qui mobilisent alors les deux fils restants.

La commande d’un tel afficheur n’est pas des plus simple et je ne m’étendrais pas davantage dessus car ceci présente peu d’intérêt.

Une des difficultés majeure est due à la lenteur de ce composant qui nécessite d’attendre entre chaque commande, sous peine d’échec.

A savoir que l’on trouve des sous-programmes tout prêt qu’il suffit d’adapter (avec plus ou moins de bonheur parfois) à la configuration matérielle utilisée. Pour ma part, j’ai entièrement réécrit cette partie.

Par ailleurs, compte tenu du faible nombre de port disponible sur le microcontrolleur, il est souvent nécessaire d’avoir recours à une extension hardware qui permet de commander l’afficheur avec seulement 3 fils. C’est le rôle du 74HC595 utilisé ici.

L’insertion de ce composant permet d’économiser les ports d’entrée/ sortie mais la complexité du logiciel s’accroît un peu.

Ces 3 fils seront :

- SERIAL DATA IN (on n’invente rien)

- CLK_595 (c’est la W_CLK du DDS..)

- LATCH (c’est le FQ_UD du DDS…)

Rappelons à ce moment, que pour le DDS, en l’absence de signal FQ_UD, les données chargées ne seront pas prises en compte, c’est comme si rien n’avait été envoyé.

Pour le 595, la règle est la même: tant que LATCH n’est pas activé, les données chargées sont inutiles.

Dans cette configuration, rien ne nous empêche de faire transiter les données (SERIAL_DATA_IN) à destination du DDS ou du 595 par le même fil...!

5. LA COMMANDE DE LA FREQUENCE :

Bien évidemment, disposer d’une seule fréquence présente peu d’intérêt, la commande de variation de la fréquence doit donc pouvoir être faite manuellement par l’utilisateur et à sa guise.
Cette variation de fréquence se caractérise par trois paramètres :

5.1. La plage ou les plages de fréquences à couvrir :

Dans l’hypothèse d’un VFO, cette plage pourra par exemple être limitée de 5.0 à 5.5 MHz.

Dans l’hypothèse d’un générateur HF, cette plage sera beaucoup plus importante : # 0 à 40 MHz par exemple.

Dans la dernière hypothèse de l’oscillateur local d’un récepteur OM, il faudra considérer une excursion de fréquence de 500 kHz par bande, soit 9 plages (voire plus).

5.2. Le pas

C’est la variation de fréquence par « tour de bouton ». Plus précisément, c’est la valeur de l’incrément unitaire de fréquence.
Cet incrément dépendra de l’utilisation du DDS et pour un VFO par exemple, la tentation sera grande de viser un incrément très faible. Une valeur de 1Hz semble souvent paraître idéale.
A ce stade, il faudra prendre en compte les conséquences d’un tel choix ; en effet, une excursion de 1kHz (ce qui est peu), impliquera 1000 chargements du DDS en quelques secondes ou millisecondes ! On voit qu’alors le microcontrôleur aura fort à faire et il n’est pas certain qu’il puisse assumer cette lourde tâche en si peu de temps.
On le constate quelques fois sur certains équipements ou le vernier fréquence semble « patiner » lorsqu’il est rapidement actionné (vérifiez sur votre transceiver…. !) conséquence : il faudra trouver le compromis qui satisfasse l’utilisateur tout en conservant une marge au microcontrôleur. Dans la pratique, un pas de 10Hz est généralement considéré comme « standard » et à cette valeur d’incrément, la note d’un signal CW est réglée sans discontinuité à l’oreille.

Le corollaire d’une faible valeur de pas est l’excursion de larges plages de fréquences. Si l’on considère un pas de 10 Hz et 20 pas par tour de bouton, soit 200Hz par tour, 2500 tours de bouton seront nécessaires pour balayer une plage de 500 kHz…. ! C’est beaucoup.
Dans ce cas, il sera préférable de passer à une valeur supérieure du pas : 100 Hz, 1kHz, voire 10kHz.

5.3. La préselection :

Elle devient nécessaire pour couvrir des plages de fréquences faibles, éloignées les unes des autres ; c’est typiquement le besoin d’un oscillateur local couvrant les 100 à 500 kHz des bandes amateurs (3.5 à 3.8, 7 à 7.1 etc…).

Dans ce cas, il sera judicieux de pouvoir caler le début de l’excursion en début de bande afin de ne pas avoir à balayer les inter-plages.
Il pourra en être de même pour un générateur HF destiné au réglage d’un récepteur couvrant les seules bandes amateurs.

On voit donc qu’en plus de la commande de la fréquence proprement dite, deux commandes seront nécessaires : pas et bandes. Des boutons poussoirs rempliront parfaitement cette fonction et feront appel aux interruptions du PIC.

6. MESURE OU GENERATION DE LA FREQUENCE ?

De prime abord, on pourrait opter pour une mesure de la fréquence issue du DDS et son affichage direct. C’est la solution utilisée jadis lors de l’apparition des premiers VFO digitaux.
Elle nécessite la mise en œuvre d’un compteur / fréquencemètre, pas obligatoirement évidente à implanter dans le microcontrôleur ou à part.
Il est aussi possible de fonctionner en aveugle : on se cale sur une fréquence initiale et ensuite on compte le nombre de pas envoyés au DDS. Il suffit d’incrémenter simultanément la valeur de l’affichage du pas courant.
Cette solution (que j’ai utilisée) à un inconvénient majeur : celle d’être inexacte. En effet, le pas DDS n’est jamais un nombre entier (rappelez-vous la formule). Par contre, l’incrémentation de l’afficheur est toujours une valeur entière (un digit). Aussi, après un certain nombre de pas, il s’introduit un décalage entre la fréquence issue du DDS et celle affichée et ceci proportionnellement au nombre de pas effectués depuis la fréquence de départ. La différence peut ne pas être très importante mais elle s’avère gênante car la fréquence affichée n’est jamais exacte….

La solution est de prendre le problème à l’envers ! On affiche d’abord la fréquence puis on la convertit en valeurs DDS.
Ce n’est pas vraiment compliqué car il suffit alors de prendre le poids individuel de chaque digit (10Hz, 100Hz, 1kHZ …) et de le multiplier par la valeur affichée.

Le poids de chaque digit sera initialisé une fois pour toute en fonction de l’horloge DDS. Pour une horloge à 125 MHz on aura par exemple :

10Hz 01 58

100Hz 0D 6C

1kHZ 86 37

10Khz 05 3E 29

100kHz 34 6D 9C

1MHz 02 0C 48 13

10MHz 14 7A D0 BF

En supposant que la fréquence lue sur l’afficheur soit de 14 001.73 kHz, la formule suivante fournit les 4 octets nécessaires au DDS :

3(01 58)+7(0D 6C)+(86 37)+4(02 0C 48 13)+(14 7A D0 BF)

Cette opération sur 32 bits n’est pas des plus simples avec un microcontrôleur 8 bits mais on y arrive !
A ce stade, on a donc généré un signal DDS égal à la fréquence affichée et ce n’est déjà pas si mal. Pour un générateur HF c’est suffisant, pour un oscillateur local ou un VFO, ce n'est pas terminé...
Eh oui, la fréquence de l’oscillateur local ou du VFO n’est jamais égale à la fréquence à recevoir…(sauf pour la conversion directe). Il va donc être nécessaire de décaler la fréquence du DDS d’une « certaine » valeur…

Calcul de la valeur de décalage (Offset)

On prendra pour exemple une FI à 5645 kHz. Dans ce cas, la fréquence de l’oscillateur local générée par le DDS pourra être supérieure ou inférieure de 5645 kHz à la fréquence affichée.
Il suffit alors de soustraire ou d’ajouter la valeur 5645 kHz (BE 91 8F 0B) à la valeur afficheur avant de la charger dans le DDS.
En réalité….ce n’est pas si simple car il faudra tenir compte de la bande latérale utilisée !
Dans l’utilisation d’un filtre FI unique, la réception de l’une ou l’autre des bandes latérales s’effectue par changement de la fréquence du BFO, fréquence que l’on place de part et d’autre des fréquences de coupures du filtres. Il en résulte un décalage qui se traduisait jadis par la présence de deux repères distincts sur le vernier des fréquences.
Si l’on souhaite conserver un affichage exacte de la fréquence générée par le DDS, il est donc nécessaire de se décaler en fonction de la bande latérale reçue. En fait, « c’est comme si » la fréquence du filtre FI changeait.
Pour l’exemple considéré, on trouve 5645 kHz pour USB et 5642.060 kHz pour LSB.
Ces deux valeurs seront donc additionnées ou soustraites avant chargement du DDS.

Dans l’hypothèse d’un second changement de fréquence, le principe est identique, seul un oscillateur fixe supplémentaire pour descendre de la première à la seconde FI est nécessaire.
Par contre, le décalage reste le même.

A l’issue des opérations détaillées précédemment, on dispose d’un VFO dont, la fréquence affichée est égale à la fréquence générée plus ou moins les fréquences BFO (et inversement) quelque soit la bande latérale utilisée.
Autant dire que le plus gros est fait…. !
Sans le décalage FI on dispose d’un oscillateur pour récepteur à conversion directe ou encore d’un générateur HF, sachant que seule la programmation du microcontrôleur est à adapter en fonction du besoin. Cette programmation pourra être également adaptée à la fréquence FI utilisée (10 .7 MHz, 9MHz, 4.9 MHz, 455 kHz..) pour ne citer que les plus courantes, toutes les valeurs pouvant évidemment être prise en compte.
A ce propos, il faudra cependant prendre en compte les limites du DDS annoncées précédemment, à savoir que la fréquence de sortie maximale sera égale à F Horloge /3, soit 40 MHz pour une horloge à 125 MHz.
On s’aperçoit alors que l’utilisation d’une FI à 10.7 MHz amène le DDS à 40 MHz pour la bande 10 mètres. Si la bande 50 MHz était visée, il faudrait préférer le mélange soustractif (50-10.7) afin de rester à l’intérieur de la plage de fréquence « utile » du DDS.