REALISATION Dâ??UN OSCILLATEUR LOCAL POUR RECEPTEUR EQUIPE Dâ??UNE FREQUENCE INTERMEDIAIRE A 36 MHZ

En prenant lâ??option dâ??utiliser une FI à 36 MHz, il est clair que lâ??oscillateur local devient de réalisation plus délicate quâ??un simple VFO couvrant de 5 à 5.5 MHz puisquâ??en lâ??occurrence la bande de fréquence à couvrir pour une réception par exemple entre 0 et 30 MHz sera de 36 à 66 MHz pour lâ??oscillateur local.
Peu de solutions performantes sâ??offrent à nous :

- Utiliser un oscillateur type VFO est hors de question car la stabilité serait trÚs largement insuffisante.

- Utiliser un DDS serait la solution la plus simple mais pour monter à 66 MHz, il faut déjà trouver le composant et hormis lâ??AD9850 qui plafonne à 40 MHz et fort difficile à se procurer, il y a peu dâ??alternatives. De plus, comme il en a déjà été question dans un article précédent (HAM Géné), les DDS autant quâ??ils sont performants, présentent beaucoup dâ??inconvénients dÚs lors quâ??il sâ??agit de les faire travailler sur une large plage de fréquence.

â?? Utiliser un synthétiseur. On rentre la dans le domaine de lâ??usine à gaz si on souhaite un pas dâ??incrémentation adapté à la réception de la CW et de la BLU.

Alors que faire pour obtenir la résolution et la stabilité du DDS et une fréquence de sortie compatible avec la rampe FI à 36 MHz ?
Comme tout nâ??est que compromis, mon choix sâ??est porté sur un montage hybride utilisant un DDS et un circuit PLLâ?Š.

1. QUELQUES IDEES :

- DDS :

Comme évoqué plus haut, si nous voulons utiliser un DDS, il faudra être raisonnable et ne lui demandé quâ??un minimum. Ce minimum est peu de variation de fréquence de préférence dans une gamme la plus éloignée possible de sa fréquence dâ??horloge afin de réduire les composantes parasites.

- VCO :

Qui dit PLL dit obligatoirement VCO et là se pose nombre de problÚmes liés à la nature même du VCO.
Le VCO nâ??est ni plus ni moins quâ??un simple oscillateur libre à LC accordé par une diode varicap, sur laquelle on appliquera la tension dâ??erreur issue de la PLL. Et câ??est là que les difficultés commencent si lâ??on souhaite rester dans lâ??objectif dâ??un oscillateur local performant.
En effet, le coefficient de qualité dâ??une diode varicap est dâ??autant meilleure que la tension appliquée à cette derniÚre est élevée, câ??est à dire lorsque sa capacité est faible.
La détérioration de ce coefficient de qualité (Q) a pour conséquence lâ??accroissement du bruit de phase du VCO, qui réduit la résistance à la transmodulation de lâ??étage dâ??entrée.
La contrainte est donc dâ??utiliser la ou les varicaps avec une variation de tension réduite dans la partie supérieure des tensions admissibles (un exemple va suivre). Comme la capacité dâ??une telle diode est inversement proportionnelle à la tension appliquée, on voit donc que seule une faible variation de capacité sera disponible et donc une faible variation de fréquence, ce qui est totalement contraire à ce que lâ??on souhaite faireâ?Š.. !

Par exemple, prenons une varicap classique type BB204.
La capacité dâ??une telle diode varie environ de 40 pF à 14 pF pour une tension de 3 à 30V. Si nous voulons respecter la contrainte énoncée précédemment, il faudra limiter la tension entre 8 et 28V, ce qui entraîne une variation de capacité de 25 à 14 pF. On voit alors que ce delta sera largement insuffisant pour couvrir la plage de 36 à 66 MHz du VCOâ?Š.

Comme tout problÚme à sa solution, plusieurs viennent immédiatement à lâ??esprit :

- Utiliser une varicap à forte variation de capacité :

Câ??est le plus facile si lâ??on souhaite une importante variation de fréquence. La contrepartie est le Q faible de ces diodes aux faibles tensions, donc aux fortes capacitésâ?ŠRappelons part ailleurs quâ??un faible coefficient de qualité favorise le bruit de phase du VCO.
Câ??est la solution la plus simple et celle que jâ??ai retenue (pour lâ??instantâ?Š !).

- Utiliser plusieurs varicap en parallÚle.

Cette solution qui paraît intéressante à premiÚre vue ne résout pas tous les problÚmes. Ce qui compte en effet est davantage le rapport Cmax/Cmin plutÎt que les valeurs absolues de capacités ; la capacité résultante augmente, mais la capacité résiduelle aussi� Cette solution est utilisée dans le SGC 2020 qui utilisant une FI à 70 MHz ne requiert qu'une excursion de fréquence 70 à 100 MHz.

â?? Utiliser plusieurs VCO :

Solution répandue (TR7, ICOM â?Š). La FI du TR7 @ 48 MHz requiert la mise en Å?uvre de deux VCO avec des diodes de faible capacité.
On trouve également des solutions à un VCO par bande� !
Cette derniÚre solution, de loin la plus complexe (10 VCO) semble être idéale, car dans ce cas pour un récepteur couvrant les seules bandes amateurs, la plage de chaque VCO est limitée à 500 kHz au maximum, faisant ainsi travailler les varicaps avec des tensions toujours trÚs élevées. Une telle réalisation à été publiée dans le handbook de 1998 de lâ??ARRL .

â?? Utiliser un VCO de fréquence trÚs élevée :

Cette solution retenue par TEN-TEC met en Å?uvre un VCO couvrant la plage 200 à 220 MHz qui divisé par 40 fournit les 5 à 5.5 MHz nécessaires en lâ??occurrence.
Malgré lâ??apparente difficulté de réaliser un oscillateur à 220 MHz, cette solution présente beaucoup dâ??intérêt :

- la variation des varicaps est faible (le delta de fréquence est de 10%), donc faible variation de tension.
- la division de fréquence atténue dans un rapport de 32 (20 log 40) les produits et bruits de phase de lâ??oscillateur.
Par contre il faut un diviseur qui monte à 220 MHz.

- PLL

Les PLL ont eu fort mauvaise réputation à leur début, mais depuis lâ??apparition des circuits modernes ont réussi à surmonter ce handicap initial. Il nâ??en demeure pas moins que la réalisation dâ??un ensemble VCO/PLL nâ??est pas toujours acquise du premier coup.

En ce qui nous concerne, la PLL va être nécessaire pour verrouiller la fréquence de sortie du VCO à partir dâ??une référence ultra stable. Sans ce verrouillage, la stabilité serait incompatible avec la fonction dâ??oscillateur local de récepteur. Par ailleurs, la PLL va devoir fournir lâ??incrémentation de fréquence nécessaire à la réception « agréable » des stations écoutées. Un pas de 100 Hz semble être de nos jours un minimum, 10 Hz amplement suffisant pour les bandes HF.

Principe :

Comme indiqué précédemment, la fonction de la PLL est de faire en sorte que la fréquence de sortie du VCO soit stable et en relation avec la référence.
On trouvera donc systématiquement deux entrées vers lesquelles seront appliquées la référence et le signal VCO " adapté".
Cette adaptation sera généralement une division de fréquence afin que les signaux référence et VCO puissent être comparés. On voit donc quâ??à chaque fois que la fréquence du VCO devra prendre une nouvelle valeur, le rapport de division devra être modifié pour fournir un signal de fréquence identique (ou presque) à celle de la référence.
Le « presque » est lâ??erreur entre la référence et la fréquence VCO divisée et cette erreur va être exploitée pour « rectifier » la fréquence du VCO via les varicaps.

Pour revenir à la division de fréquence, câ??est là que les choses se compliquent car si nous souhaitons disposer dâ??un pas de 10 Hz dans la plage 36 à 66 MHz, soit 3 000 000 de pas, il faudra autant de rapports de division. Ceci requiert 22 bits pour obtenir le résultat escompté et même un bon diviseur programmable aura de la peineâ?Š !
Une des solutions, réguliÚrement employée est la mise en Å?uvre dâ??une référence variable associé avec le diviseur : on laisse le travail grossier au diviseur (pas de 5 kHz par exemple) et on confie le pas fin à la référence. Rien de plus facile en effet de faire varier de quelques kHz la fréquence dâ??un oscillateur à quartz (VXO) ; la stabilité du quartz est conservée et le pas visé est obtenu.
Par contre, il faut toujours programmer le diviseur à chaque fois que lâ??on aura « épuisé » la variation de la référence.

â?? Lâ??hybride :

Pour tenter de simplifier, si on pouvait se passer de la programmation du diviseur, et donc nâ??avoir recours quâ??à un diviseur fixe ce sera bien.
Dans cette hypothÚse il va alors être nécessaire de disposer dâ??une référence à grande variation de fréquence et donc exit le VXOâ?Š !
La solution passe donc par lâ??association dâ??un DDS pour la référence et dâ??un PLL associé à un diviseur fixe.

Pratiquement :

- La plage de fréquence à couvrir est de 36 à 66 MHz. On la confie au VCO

- La référence est le DDS dont on maintient la fréquence de sortie la plus basse possible.

Plusieurs combinaisons sont possibles, jâ??en ai retenue une qui a le mérite de la simplicité :

- la fréquence du VCO est divisée par 16 (câ??est plus facile pour le logiciel) et se retrouve donc à lâ??entrée de la PLL entre 2.25 et 4.12 MHz. Cette plage assure un fonctionnement plus que correct du DDS aprÚs filtrage énergique de son signal de sortie.
Il suffit donc que le DDS couvre cette même plage de fréquence pour assurer le verrouillage du VCO.
Par contre et attention, la variation initiale de fréquence du DDS sera multipliée par 16 ; en conséquence, lâ??incrémentation minimale sera de 0.6 Hz pour obtenir les 10 Hz visés en sortie du VCO.
Une telle incrémentation est une pure formalité pour un DDS piloté par une horloge à 125 MHz et qui alors peut flirter avec un pas de 0.0027Hz�. !

Le montage se présente alors ainsi :

2. ANALYSE DES CIRCUITS :

2.1. VCO :

Il est construit autour dâ??un FET BF245 Q3 monté en oscillateur Hartley, câ??est à dire avec la contre-réaction dans la source. Le prélÚvement de cette contre-réaction est réalisé par une prise sur la self de lâ??oscillateur via la résistance R8 de valeur peu critique.
Un régulateur 5V permet dâ??alimenter le circuit avec une tension stable et surtout de lâ??isoler du +12V général.
La diode varicap D1 est montée en parallÚle sur la totalité du circuit oscillant afin dâ??obtenir la variation de fréquence souhaitée. Ce nâ??est pas idéal car aux faibles tensions (cap max), le Q décroît sensiblement et fait décrocher lâ??oscillateur autour de 35 MHz mais câ??est suffisant pour couvrir la bande de fréquence souhaitée.
Un buffer Q2 (FET 2N4416) monté en source suiveuse prélÚve le signal de lâ??oscillateur sur le point chaud du circuit oscillant et isole Q3 tout en abaissant lâ??impédance de sortie.

Performances :

Fréquence : 36 à 75 MHz pour 4 à 10V sur la varicap
Niveau de sortie : 0dBm
Harmonique 2 : -15 dB (pas terrible)

Difficultés :

Aucune si ce nâ??est la self de lâ??oscillateur qui nâ??est pas ajustable et qui doit donc être réalisée exactement comme prévue, une self à noyau faciliterai la tâche.

2.2. AMPLIFICATEUR DE SORTIE :

Il permet dâ??obtenir le niveau requis par le mélangeur (+7dBm) mais autorise lâ??utilisation de mélangeurs à haut niveau puisquâ??il peut « sortir » +20 dBm.
Afin de rester autour de +7 dBm, un atténuateur de 4 dB est inséré en sortie de lâ??amplificateur et la résistance de découplage fractionnée de lâ??émetteur (R26) de 47 ohms permet de limiter le gain à 10 dB environ.
Le montage bâti autour dâ??un 2N5109 est des plus classique et éprouvé depuis longtemps par lâ??auteur qui lâ??utilise derriÚre le mélangeur et en sortie des filtres à quartz.
La seule petite difficulté réside dans le bobinage du transformateur dâ??impédance (voir lâ??article précédent « Réalisation dâ??un jeu de filtres à 36MHz ») et peut-être également dans la consommation (60 mA) qui nécessite un radiateur pour le transistor.

Le filtrage en sortie est réalisée par un passe-bas coupant à 70 MHz. Lâ??harmonique 2 est peu atténuée avant 40 MHz mais ne présente pas un réel danger de générer une réponse parasite.

2.3. MISE EN FORME ET DIVISEUR PAR 16 :

Le signal à 36/66 MHz issu du VCO va devoir être divisé par 16 comme décrit plus haut. Pour ce faire, il est nécessaire de conditionner ce signal à un niveau compatible TTL avant de lâ??appliquer au diviseur.
Ce rÃŽle est confié à la paire de transistors NPN/PNP Q1 (2N2857) et Q10 (2N4261) qui amÚnent les 0dBm du VCO aux 4V nécessaires pour attaquer la porte 74S11. Ces deux transistors que jâ??avais sous la main ne sont peut-être pas trÚs courants mais on doit pouvoir les remplacer par des modÚles plus communs.
En sortie de cette porte, on dispose dâ??un signal TTL variant de 36 à 66 MHz.
La valeur de la résistance R7 (220) située dans la base de Q1 est critique et requerra éventuellement un ajustement en fonction du gain et éventuellement du transistor utilisé.

La division par 16 est des plus simple et confiée à 4 bascule JK en série équipées de 2 74LS112. Bien que la spécification des circuits LS limite la fréquence de lâ??horloge à 45 MHz, ces circuits montent sans problÚme à 75 MHz et plus. Lâ??utilisation de 74S ne sâ??impose donc pas.
En sortie du dernier JK, on dispose dâ??un signal TTL pouvant varier de 2.25 à 4.125 MHz.

2.4. PLL :

Ce nâ??est pas le plus difficile et le montage est trÚs simple.
Un 74HC4046 (ou HCT) est utilisé.
Attention de ne pas substituer ce composant par un MC14046 ou CD4046 car leur fréquence de coupure est trop faible et incompatible avec ce montage.

Lâ??entrée SIGIN (pin 14) reçoit directement (sans condensateur de couplage) le signal TTL issu du diviseur, lâ??entrée COMPIN (pin 3), le signal DDS via C66.
Le mode de couplage (direct ou AC via un condensateur) détermine la sensibilité des entrées de la PLL. En mode direct, elle est de 2.5V environ, en mode AC, de 15 mV.

La sortie PC2OUT (pin 13) de la PLL est utilisée et routée vers le filtre de boucle bâti autour de U2A.
Les valeurs utilisées sont relativement critiques et influent largement sur lâ??allure du spectre. On pourra toujours essayé de faire mieux.
Lâ??amplificateur suiveur U2B permet dâ??isoler lâ??étage précédent et lâ??application de la tension dâ??erreur vers la varicap du VCO.
La valeur de la résistance R17 est critique (9.1k) et pourra nécessiter un ajustement.
Cette étage est alimenté sous 12V car câ??est la tension maximale inverse de la varicap. Si cette tension avait été supérieure (BB204 par exemple), on aurait eu tout intérêt à prévoir une alimentation dédiée permettant de couvrir la plage souhaitée.

2.5. DDS OU VFO :

Le signal issu du DDS est filtré par un passe-bas coupant à 4.5 MHz, ce qui garanti la pureté du signal, tout au moins vis à vis des fréquences harmoniques.
Un atténuateur en entrée à été prévu pour ramener le signal à â??15 dBm, quoique le montage fonctionne avec des niveaux aussi élevés que 0dBm.
Pour les utilisateurs du DDS, le montage « HAM Géné » décrit précédemment dans la revue pourra être avantageusement utilisé. Les interconnexions nécessaires pour faire fonctionner les trois modules ensemble sont décrites au paragraphe 5.

Par contre, une adaptation du logiciel est nécessaire, voyons de quoi il sâ??agit.

Pour le HAM Géné, la fréquence de sortie du DDS est égale à la fréquence affichée par le LCD. Dans le cas présent, il en sera tout autrement car comme nous lâ??avons vu, le VCO couvre de 36 à 66 MHz.
La fréquence de sortie sera égale à :

Fsortie =( Freçue + 36 MHz) /16

Par contre la fréquence affichée devra être Freçue.

Deux opérations sont requises :

- Prendre en compte la valeur de la FI à 36 MHz et lâ??ajouter à la fréquence affichée
- Diviser le résultat par 16

Câ??est cette valeur qui sera chargée dans le DDS.
La valeurs des différents pas est conservée puisque la division par 16 est suivie dâ??une multiplication par 16 au niveau de la PLL et lâ??opération est donc transparente.
Le logiciel modifié est disponible auprÚs de lâ??auteur.

Pour ceux qui préféreront utiliser un VFO , il devra couvrir la gamme 2.3 à 4.125 MHz. Il faudra soigner à la fois la stabilité et la démultiplication de la commande de fréquence car 1Hz de variation au VFO se traduiront par 16 Hz de variation en sortie du VCO.

Une autre solution à étudier serait lâ??utilisation dâ??un VCXO par bande couvrant le segment de 500 kHz (ou moins pour la plupart des bandes amateurs) et ne nécessitant alors que 500 kHz/16, soit 30 kHz environ de variation de fréquence pour chaque oscillateur ce qui peut être considérable pour certain quartz. Un mélange réalisé à partir de deux oscillateurs VCXO à fréquences élevées (100/200 MHz) pourrait dans ce cas être la solution.

AMELIORATIONS et PERSPECTIVES :

Tel quel, le HAM Géné suffit pour compléter les deux platines décrites et constituer un récepteur complet.
Par contre, la relative simplicité du logiciel génÚre quelques imperfections :

- il nâ??est pas possible de commander le changement de mode LSB/USB/CW. On pourra contourner cet inconvénient par un jeu de 3 interrupteurs ou un commutateur à 3 positions permettant dâ??appliquer le +5V sur les entrées correspondantes.

â?? pour chacun des modes LSB/USB et CW, la fréquence du BFO change, rendant la lecture de la fréquence affichée inexacte de quelques kHz.

â?? la sélection automatique des filtres passe-bande dâ??entrée (si utilisés) nâ??est pas possible

â?? enfin, il ne reste quâ??un tout petit pas à franchir pour réaliser la partie émissionâ?Š. En effet, rien de plus simple de faire générer au DDS un signal de fréquence égal à celle affichée (ou pourquoi pas différente en cas de trafic en splitâ?Š.). Ceci implique bien entendu de prévoir une commutation émission/réception et pourquoi pas un manipulateur intégréâ?Š..
Nous avons vu quâ??il était trÚs facile dâ??obtenir +20 dBm (100 mW) sans forcer, avec lâ??amplificateur VCO, un étage supplémentaire permettrait dâ??atteindre la puissance QRP nominale de 5 W, voire davantage si souhaiter.

Ces trois améliorations sont majoritairement à caractÚre logiciel et lâ??auteur ne sâ??y est pas encore attelé. Il est à craindre a priori que la taille du programme soit incompatible avec la mémoire du PIC utiliséâ?Š.

Par ailleurs, lâ??utilisation dâ??un seul VCO pour couvrir la totalité des bandes amateurs nâ??est pas optimale. On pourra sâ??en satisfaire si le bruit de phase de lâ??oscillateur nâ??est pas un soucis majeur.
La « découpe » en 3 ou 4 sous bandes permettrait une amélioration substantielle de ce paramÚtre par lâ??utilisation de diodes varicap de plus faible capacité sur lesquelles une variation réduite de la tension de commande serait appliquée.
Ceci requiert la construction de 4 VCO séparés mais autorise alors la couverture de la bande 50 MHz�.


2.6. CIRCUITS ANNEXES :

Comme il restait un peu de place sur la carte, jâ??en ai profité pour adjoindre le complément manquant à la précédente description, câ??est à dire le détecteur de produit, le BFO et lâ??amplificateur audio.

3. REALISATION :

Lâ??ensemble du montage tient sur un circuit imprimé double face sans trou métallisé de 160x100 mm. Le simple face nâ??a pas été tenté mais doit pouvoir être possible avec renfort de straps. On fera particuliÚrement attention aux 15 traversées (seulement) qui utilisent parfois les pattes des composants ; 406 trous sont nécessaires.
On se référera également aux recommandations de lâ??article précédent relatif à la rampe FI.
Le circuit est logé dans un boîtier en tÃŽle étamée de mêmes dimensions et de 30 mm de hauteur, équipé dâ??un couvercle et dâ??un fond amovible.
Le circuit imprimé est soudé directement sur les parois verticales du boîtier, garantissant rigidité et blindage.
Les entrées sortie sont assez nombreuses :

- Entrée DDS ou VFO (coaxiale Subclic ou BNC)
- Sortie VCO (coaxiale Subclic ou BNC)
- Gain BF (jack stéréo)
- Sortie BF (jack stéréo)

Lâ??ensemble de ces connecteurs est fixé sur le petit cÃŽté du boîtier.

- Alimentation et commandes par connecteur H10 :

- +12V
- LSB, USB, CW

Ce connecteur est solidaire du circuit imprimé. Une ouverture est pratiquée dans le boîtier pour assurer le passage du connecteur femelle.

La liaison entre J2 et C40 de U7 nâ??est pas matérialisée sur le cuivre du circuit imprimé et est à réaliser à lâ??aide dâ??un morceau de coaxial.

Un mot sur les bobinages toriques : il est préférable de se fier à la valeur plutÃŽt quâ??au nombre de tours indiqués. En effet, les T37 ont des dispersions importantes et les tores disponibles auprÚs des revendeurs ne sont pas obligatoirement dâ??origine Amidon ou MicroMetal, aussi leur perméabilité peut-elle être assez différente de la valeur attendue.

La photo ci-contre illustre ce qui vient dâ??être décrit. On notera que les trois oscillateurs utilisés pour le prototype ont été montés sur une platine séparée pour des commodités de mise au point.

4. MISE AU POINT :

PLL/DDS :

La mise au point est inexistante car aucun réglage nâ??est nécessaire. Comme mentionné plus haut, on veillera aux valeurs de R7 et R17 ainsi quâ??à la self du VCO afin de pallier les éventuelles dispersions des composants utilisés.

RAMPE FI :

Avec RV1 positionné à fond vers la droite, les condensateurs ajustables VC1 et VC2 seront réglés au maximum de bruit ou maximum du signal reçu.
RV1 sera alors ramené vers la gauche jusquâ??à lâ??apparition dâ??une réduction du bruit : câ??est le seuil de fonctionnement du CAG.
Ensuite VC5 sera réglé pour un maximum de déviation au S-MÚtre dont on effectuera la mise au zéro par RV3.
Plusieurs itérations seront nécessaires pour obtenir un résultat satisfaisant.
Le gain du circuit du S-MÚtre est de lâ??ordre de 3. Il convient à un galvanomÚtre type « vu-mÚtre » que lâ??on trouve à peu prÚs partout. S9+60dB est à pleine échelle.
Ce gain ajustable par R39/R44 sera modifié pour lâ??utilisation dâ??une sensibilité différente.

BFO :

Les trois oscillateurs du BFO seront réglés « à lâ??oreille », câ??est à dire pour lâ??obtention dâ??une tonalité jugée satisfaisante dans les trois modes tout en minimisant la réinjection du BFO dans la rampe FI (surtout dans le mode CW), par une déviation du S-MÚtre minimale sans signal dâ??entrée.
La mise en fonction du filtre CW atténue grandement ce phénomÚne et lâ??utilisateur trouvera un compromis avec et sans filtreâ?Š

5. RACCORDEMENT DES DIFFERENTS MODULES :

Il sâ??agit de lâ??interconnexion des deux modules décrits et du HAM Géné ainsi que les potentiomÚtres, interrupteurs et autres éléments.

Il sera avantageux de réaliser une petite carte dâ??interface qui permettra le câblage :

- des deux connecteurs mâles,
- des deux LED SSB/CW
- des interrupteurs de sélection des BFO LSB/USB/CW
- de la commande du filtre CW
- du potentiomÚtres de gain RF
- du galvanomÚtre du S/MÚtre.

Le potentiomÚtre de gain BF et la sortie HP utilisent deux jack stéréo 3.5 fixés sur le module décrit plus haut.

Les deux schémas suivant montrent ce qui vient dâ??être décrit.


On prévoira également lâ??insertion dâ??un double filtre passe-bas et passe-haut entre lâ??antenne et lâ??entrée du premier mélangeur.
Le passe-bas permet dâ??éliminer les signaux supérieurs à 30 MHz et particuliÚrement les émetteurs FM dont il a été question précédemment. Le passe-haut quand à lui élimine les fréquences inférieures à 1.6 MHz peuplés de broadcasts.
Le schéma correspondant est figuré ci-dessous :

Ces deux derniers circuits seront réalisés selon lâ??inspiration de chacun, sur platine imprimée ou en lâ??air. Dans les deux cas, il sera préférable de loger lâ??ensemble dans un boîtier métallique pour profiter de lâ??immunité maximale.

Une alimentation 12V / 1 à 2 A est nécessaire pour alimenter les deux modules.

6. CONCLUSION :

Les avantages incontestables du DDS, mais aussi ses inconvénients ont été pris en compte pour aboutir à cette réalisation.
Lâ??aventure de coupler un DDS à un PLL sâ??est avéré payante à la vue des résultats obtenus. La contrepartie est une complexité accrue du montage mais somme toute relative et qui reste à la portée de « lâ??amateur moyen ».
Certains me diront quâ??est-ce quâ??un « amateur moyen » ? Je laisse la réponse à ceux qui tenteront la réalisation !
Je reste à votre écoute pour tous commentaires, idées et support à F6EHJ@wanadoo.fr

Meilleures 73 et à vos fers�. !

BIBLIOGRAPHIE :
ARRL Handbook 1998
Communication Receivers :Ulrich L.RHODE, J.WHITAKER & T.T.N. BUCHER
Digital Frequency Synthesis Demystified: Bar-Giora GOLDBERG
Solid State Design for the Radio Amateur :Wes HAYWARD & Doug De Maw
W1FB's QRP Notebook
W1FB's Design Notebook
ARRL QRP POWER
ARRL Data Book.

COMPOSANTS :
La liste des composants pour les deux platines est fournie. Quelques remarques :

AD9850 : toujours aussi difficile à se procurer pour lâ??instant (avril 2001).
Tore ferrite : Cholet Composants, Selectronic
Self de choc : Selectronic
Quartz : Selectronic, Conrad
Tout le reste est trÚs courant.


Je remercie :

F6EEL, Michel, pour ses remarques et son retour dâ??expérience dans la réalisation de la platine PIC/DDS précédemment décrite.
F6GKQ, Denis, pour ses encouragement à faire partager cette réalisation.
AC7N, Pascal de chez Analog Device pour son éclairage sur les DDS.

Et tous ceux qui mâ??ont encouragé lors de la parution du premier article relatif au récepteur, (ils se reconnaîtront).